Formación de haces MIMO masivos en ondas milimétricas en entornos urbanos dinámicos

Seminario web: «Simulación de la formación de haces en MIMO masivo en una pequeña célula urbana»...

En 5G y 6G, las ondas milimétricas ofrecen la promesa de nuevas bandas de frecuencia de gran ancho de banda, lo que permite hacer realidad muchos de los nuevos conceptos previstos para futuras aplicaciones en las comunicaciones inalámbricas. Las pérdidas por propagación y el desvanecimiento rápido, debidos al creciente número de dispositivos móviles y a las longitudes de onda cortas, plantean retos para muchos de estos nuevos conceptos. La tecnología de formación de haces MIMO en ondas milimétricas puede ayudar a resolver algunos de estos problemas, pero debe ser capaz de adaptarse a canales dinámicos a medida que los dispositivos se desplazan y las señales interactúan con las personas y los vehículos que se mueven por el entorno. Para evaluar el rendimiento, las simulaciones de trazado de rayos pueden predecir el desvanecimiento rápido y los espectros Doppler que cabría esperar en un entorno urbano activo, así como estimar el impacto que tiene un canal dinámico en la formación de haces MIMO.

Para satisfacer la demanda de velocidades de transmisión de datos significativamente más altas y un número cada vez mayor de usuarios conectados, los proveedores de servicios inalámbricos han comenzado a utilizar la amplia franja de espectro disponible en la banda de ondas milimétricas; sin embargo, la propagación de las ondas milimétricas plantea retos únicos. Entre ellos destacan el aumento de la pérdida de trayectoria en espacio libre y una mayor atenuación de los haces difractados en comparación con las bandas por debajo de los 7 GHz. Para mitigar el aumento de la pérdida de trayectoria, se emplean antenas de alta ganancia en uno o ambos extremos del enlace. En la estación base, se consiguen ganancias excepcionalmente altas con matrices en fase de múltiples elementos que forman enlaces MIMO masivos (mMIMO) con los usuarios. El uso de antenas de tan alta ganancia, a su vez, exige el uso de la orientación adaptativa del haz en entornos móviles. Esto plantea retos propios.

Adaptarse a un canal dinámico

Dado que el canal cambia continuamente, la latencia entre la medición de la información sobre el estado del canal (CSI) —por ejemplo, la selección del haz y/o el sondeo del canal— y el uso del haz adaptado para la transmisión de datos da lugar a un rendimiento inferior al que se podría alcanzar en una escena estática. Esta degradación puede ser especialmente grave en escenarios de alta movilidad y en escenas con obstáculos que pueden bloquear dinámicamente un enlace, ya que el desvanecimiento por sombra es particularmente pronunciado en las ondas milimétricas. Por estas razones, una predicción precisa del rendimiento del enlace en un entorno móvil requiere conocer el canal en función del tiempo y comprender las latencias relevantes.

Más allá de los retos asociados a la formación de haces adaptativa, el canal de ondas milimétricas también presenta un desvanecimiento más rápido en comparación con los canales por debajo de los 7 GHz, debido a su menor longitud de onda. Por lo tanto, el tiempo de coherencia es más corto y el ancho de banda Doppler correspondiente es más amplio. En el caso de las formas de onda de multiplexación por división ortogonal de frecuencia (OFDM) utilizadas en la Nueva Radio 5G (NR), el aumento del ancho de banda Doppler provoca interferencias entre las subportadoras, lo que da lugar a una mayor degradación del rendimiento.

Caso práctico

Para ilustrar las limitaciones debidas a la movilidad, consideremos el caso de uso consistente en proporcionar un servicio de banda ancha móvil mejorada (eMBB) a un vehículo en movimiento en un entorno urbano denso y en presencia de otros vehículos en movimiento. Se realizan predicciones realistas de los canales que varían en el tiempo utilizando^{la herramienta} de propagación Wireless InSite® de Remcom¹ para llevar a cabo simulaciones de trazado de rayos a lo largo de una serie de intervalos de tiempo muy próximos entre sí. Las simulaciones muestran que los receptores (Rx) instalados en el vehículo detectan desvanecimiento a medida que este se desplaza por su ruta, e ilustran un ejemplo de espectro Doppler resultante del movimiento del vehículo que recibe el servicio y de otros vehículos a su alrededor. A continuación, se analiza la degradación de la relación señal-interferencia-más-ruido (SINR) debida a la latencia entre la medición y el uso de la CSI para la formación de haces adaptativa. En comparación con el caso en el que se ignora la movilidad, esta latencia por sí sola provoca una degradación de entre 5 y 8 dB en la SINR para los parámetros de latencia sugeridos por el estándar 5G NR^.²⁻⁴

El escenario específico de eMBB que se analiza aquí es la formación de haces híbrida de cuatro flujos de datos hacia un vehículo en movimiento. Este escenario tiene su origen en una reciente^prueba de campo de 5G NR^⁵ en la que se demostró una velocidad de transmisión de 11 Gbps en cuatro flujos de datos y un ancho de banda agregado de 732 MHz para un vehículo que circulaba a 30 km/h y se comunicaba con estaciones base mMIMO con formación de haces híbrida que operaban a 28 GHz. Al aumentar la velocidad a 100 km/h, el rendimiento se redujo a 8 Gbps. Mientras que el ensayo de campo se llevó a cabo en un entorno sin interferencias, en el contexto de nuestras simulaciones se implementa una interfaz vehículo-red (V2N) similar, pero en un entorno urbano denso y en presencia de otros vehículos en movimiento (véase la figura 1).

Figura 1: Formador de haces híbrido de onda milimétrica que transmite cuatro flujos de datos a un turismo que circula por el centro de Manhattan.

El turismo que recibe el servicio eMBB está equipado con un total de ocho receptores (Rx): dos receptores con polarización cruzada en cada una de las cuatro ubicaciones, tal y como se muestra en el recuadro superior derecho. Además, el turismo cuenta con cuatro cadenas de RF de banda base, lo que le permite decodificar cuatro flujos de datos procedentes de los cuatro receptores con mayor intensidad de señal. La estación base de radio 5G Nodo B (gNB) se encuentra en la parte superior central de la figura 1 y se muestra en detalle, con dimensiones exageradas para facilitar su visualización, en el recuadro superior izquierdo. El gNB es un formador de haces híbrido de 28 GHz compuesto por cuatro cadenas de RF de banda base digitales. Cada una de ellas controla una matriz en fase de 96 elementos equipada con un formador de haces analógico. Cada panel de 96 elementos es una matriz rectangular que abarca cuatro elementos en la dirección vertical y 24 en la horizontal, con una separación de λ/2. Los propios elementos son antenas de parche con una ganancia de 6 dBi. Dos paneles están situados juntos, pero con elementos que tienen polarizaciones ortogonales a ±45 grados con respecto a la vertical. El segundo conjunto de dos paneles está situado de forma similar, pero colocado verticalmente por encima del primer conjunto de dos paneles. El conjunto de cuatro paneles está inclinado 10 grados hacia abajo para aumentar la cobertura de los usuarios a nivel de la calle. Cada panel está equipado con un formador de haz analógico que permite orientar el haz en 32 ángulos en la dirección horizontal, espaciados uniformemente a lo largo de un intervalo de 120 grados. Estos 32 haces dirigidos se configuran en la matriz de precodificación que puede solicitar el equipo de usuario (UE), es decir, el turismo que recibe el servicio. Uno de estos haces, generado por un único panel, se muestra en el recuadro superior izquierdo de la figura 1. La potencia de RF total emitida por la matriz de cuatro paneles es de 27 dBm.

Al contar con cuatro cadenas de RF de banda base digitales, el gNB puede transmitir simultáneamente cuatro flujos de datos al UE. Para ello, el gNB emplea la formación de haces digital utilizando un haz de cada panel seleccionado de la matriz de precodificación. Con estos cuatro haces formados analógicamente, el formador de haces digital emplea el método de forzamiento a cero regularizado (RZF)⁶ para determinar los coeficientes de ponderación complejos óptimos para transmitir cada uno de los cuatro flujos de datos a un receptor (Rx) individual del UE, al tiempo que minimiza la interferencia en los otros tres receptores activos no asociados a un flujo de datos concreto.

El UE circula por Park Avenue a una velocidad constante de 14,75 m/s. A lo largo del recorrido, adelanta a un autobús que circula a 7 m/s por el carril adyacente y se encuentra cerca del tráfico en sentido contrario: un turismo (14 m/s) y un autobús (13 m/s). La figura 1 ilustra la situación en un instante inicial, t = 0 s, en la que los puntos amarillos que se extienden delante de cada vehículo en movimiento indican puntos de referencia a intervalos de tiempo iguales para el recorrido dado.

Modelo determinístico de canal

Antes de analizar los efectos de la latencia en la formación de haces, consideremos primero las características generales de los canales con desvanecimiento para el escenario descrito anteriormente. Se utiliza Wireless InSite de Remcom para evaluar los canales de propagación mediante el trazado de rayos para cada uno de los 384 × 8 pares de elementos entre el gNB mMIMO y los receptores (Rx) del UE. El trazado de rayos se realiza en cada uno de una densa serie de pasos temporales espaciados en 2,5 ms a lo largo de un intervalo de tiempo comprendido entre t = 0 y 5,5 s.

Las nuevas funciones de movilidad que se están desarrollando actualmente en la herramienta de propagación Wireless InSite facilitan la simulación del movimiento del equipo de usuario (UE) junto con otros vehículos presentes en la escena, de modo que cualquier geometría que pueda afectar al canal de propagación se tenga en cuenta con precisión en cada paso temporal. Las trayectorias de los rayos que conectan un par de elementos de transmisión-recepción (Tx-Rx) pueden incluir hasta seis reflexiones, una difracción y la atenuación causada por el follaje. Además, se incluye la dispersión difusa por el terreno, el asfalto y los edificios cercanos. La interpolación lineal de los parámetros de la trayectoria del rayo (por ejemplo, la longitud de la trayectoria, la pérdida de trayectoria y el desplazamiento de fase) entre pasos temporales ofrece un método fiable para reconstruir las propiedades de la trayectoria del rayo en momentos arbitrarios. Los parámetros de cada trayectoria de rayo en un momento arbitrario pueden utilizarse entonces para calcular la ganancia compleja de la trayectoria y, mediante la suma coherente de todas las ganancias complejas de trayectoria, la ganancia compleja del canal para cada par de elementos Tx-Rx.

Desvanecimiento y sombreado

Estos resultados se utilizan para predecir el desvanecimiento del canal para cada par de elementos emisores-receptores en función del tiempo. La figura 2 muestra la magnitud de las ganancias del canal a lo largo de toda la ruta para cada uno de los 384 elementos mMIMO hacia cuatro receptores representativos del dispositivo de usuario (UE):

Parabrisas delantero (véase la figura 2a). Durante la mayor parte del tiempo, este receptor (Rx) no cuenta con una trayectoria fuerte procedente de ningún elemento mMIMO, sino que suele tener una ganancia de canal determinada por la suma de numerosas contribuciones de dispersión difusa, que llegan desde una gran variedad de direcciones. Como resultado, se observa un desvanecimiento muy rápido durante gran parte del tiempo, con fluctuaciones rápidas en la ganancia de canal. Sin embargo, hay un periodo, desde t ≈ 0,5 hasta 1,0 s, durante el cual la ganancia de canal es relativamente elevada para los elementos mMIMO de una polarización. Esto se debe a un fuerte reflejo procedente del autobús que circula lentamente y al que el UE está alcanzando, y que existe durante este periodo, lo que permite que llegue una potencia significativa al receptor.

Parabrisas trasero (véase la figura 2b). En el caso de este receptor (Rx), las características de atenuación durante los primeros ≈ 3,5 s son notablemente diferentes a las del receptor del parabrisas delantero, ya que la ganancia aumenta significativamente y presenta una contribución de atenuación que fluctúa en una escala de tiempo más lenta. Esto se debe a que, durante este periodo, inciden sobre este receptor un rayo en línea de visión (LOS) y uno o más rayos especulares. Pasados los 3,5 s, quedan ocultos por uno de los autobuses o por ambos.

Receptores del lado del conductor y del lado del acompañante (véanse las figuras 2c y d). Estos receptores muestran un comportamiento similar al del receptor de la ventana trasera, ya que también presentan una línea de visión (LOS) y fuertes componentes de trayectos múltiples que llegan a los receptores durante la parte inicial del recorrido. El receptor del lado del acompañante se ve bruscamente ocultado en t ≈ 2,5 s, momento en el que el UE está adelantando al autobús por el lado del acompañante.

Figura 2: Desvanecimiento de la señal del receptor en el parabrisas delantero, el parabrisas trasero, el lado del conductor y el lado del acompañante de una berlina en movimiento durante 5,5 s.

Todas las Rx. En todas las Rx se observa una atenuación gradual tanto en escalas de tiempo cortas como largas, debido a la pérdida de señal en el espacio libre a medida que el UE se aleja del gNB.

Desplazamientos Doppler

Otra magnitud de interés es la distribución de los desplazamientos de frecuencia que se producen debido al efecto Doppler, ya que dichos desplazamientos provocan interferencias entre (sub)portadoras (ICI) en una forma de onda OFDM y, por lo tanto, deterioran el enlace de comunicación. La densidad espectral de potencia (PSD) de los desplazamientos de frecuencia Doppler con respecto a la portadora viene dada por la PSD de la ganancia del canal complejo, que varía en el tiempo, a lo largo de un intervalo determinado.

En la figura 3a se muestra un espectro Doppler típico, en el que la PSD se calcula sobre un periodo de 20 ms en un instante de simulación t = 4,3 s. El espectro mostrado es la media de todos los elementos mMIMO para un único receptor (Rx) situado en el lado del conductor del UE. Hay varias características destacadas que se explican con referencia a la figura 3b, que muestra las 25 trayectorias de haz de mayor potencia (de un total de 500) que contribuyen a la señal recibida para un elemento mMIMO representativo.

Figura 3: Desplazamiento Doppler en el receptor del lado del conductor (a), que muestra los efectos de la difracción provocada por un autobús que se aproxima (b).

El pico dominante en el espectro Doppler se debe principalmente a la trayectoria del rayo en línea de visión (LOS), con contribuciones menores procedentes de rayos reflejados algo más débiles. Dado que el UE se aleja casi directamente del gNB a una velocidad |v̄| = 14,75 m/s, el desplazamiento de frecuencia esperado para la contribución de la línea de visión es cercano al desplazamiento máximo Δfₘₐₓ = |v̄| / λ = 1,38 kHz. El desplazamiento observado, con una magnitud de 1,35 kHz, es menor porque la velocidad del UE no es directamente opuesta a la del gNB, y los rayos reflejados también contribuyen con desplazamientos algo menores. El signo negativo del desplazamiento es el esperado, ya que el UE se aleja y, por lo tanto, recibe una señal de línea de visión (LOS) de frecuencia inferior a la de la portadora. Este pico dominante se sitúa sobre un amplio pedestal, que se extiende desde -Δfₘₐₓ hasta +Δfₘₐₓ y resulta de las contribuciones de dispersión difusa a la PSD, que llegan desde todas las direcciones con respecto a la velocidad, v̄, del UE.

Por último, el pico aislado que presenta un desplazamiento de frecuencia de +3,45 kHz se debe a los rayos que se dirigen primero hacia el autobús que se aproxima, se difractan en él y, finalmente, regresan al receptor (Rx) situado en el lado del conductor. La magnitud de este desplazamiento es razonable. Dado que el autobús se aproxima al gNB a una velocidad de _v→bus, y que el UE y el autobús se acercan entre sí con una velocidad relativa de _v→bus –v→, el desplazamiento Doppler esperado sería (2 |V_bus| + |V|) / λ = 3,8 kHz. Teniendo en cuenta que estos objetos no se mueven directamente uno hacia el otro, es de esperar un desplazamiento reducido de 3,45 kHz.

Cabe destacar que este espectro Doppler representativo difiere significativamente del modelo estadístico de^Clarke⁷ y^Jakes⁸, de uso^frecuente, que supone un entorno de dispersión denso y uniforme y pasa por alto las contribuciones fuertes y aisladas que surgen de las trayectorias de rayos en línea de visión (LOS) o especulares. Por el contrario, los espectros Doppler del canal determinista simulado aquí incluyen contribuciones de los rayos LOS y especulares, que dan lugar a las características dominantes del espectro Doppler, lo que pone de relieve el valor de las simulaciones deterministas de trazado de rayos. Además, aunque queda fuera del alcance de este artículo, los parámetros de trayectoria de los rayos en función del tiempo proporcionados por estas simulaciones pueden utilizarse para construir la respuesta impulsional del canal (CIR) en función del tiempo, a partir de la cual puede determinarse la degradación explícita del enlace de comunicación debida a la interferencia entre canales (ICI) (p. ej., Wang et al.^⁹, pero utilizando una CIR determinista en lugar de una estadística).

Deterioro de la formación de haces debido a la latencia

Consideremos ahora el SINR obtenido para cuatro flujos de datos en el enlace descendente hacia receptores activos en el UE, logrado mediante la formación de haces RZF digital utilizando cuatro haces formados analógicamente, cada uno de ellos seleccionado de la tabla de precodificación. Las latencias que se producen entre la medición del canal y la formación de haces degradan el rendimiento.

Los cuatro receptores activos (de los ocho que hay en la UE) y los índices de la matriz de precodificación (PMI) solicitados por la UE se seleccionan tras una ráfaga de bloques de señal de sincronización (SSB) que forman parte del 5G NR y que se producen aproximadamente cada 20 ms.4,10 Durante una ráfaga de SSB, el gNB explora un sector transmitiendo 64 SSB utilizando sucesivamente cada uno de los 32 haces formados analógicamente para cada uno de los dos paneles de polarización ortogonal (véase la figura 4a). Durante las ráfagas de SSB, el UE determina cuáles son los cuatro receptores, de entre los ocho disponibles, que presentan la mayor intensidad de señal a partir de uno de los 64 SSB.

Dado que el UE solo dispone de cuatro cadenas de RF digitales, se requieren dos ráfagas SSB sucesivas para determinar los cuatro receptores activos. Así, con un periodo de 40 ms, el UE selecciona un conjunto de receptores activos y comunica al gNB los cuatro PMI únicos que han producido las intensidades de señal más altas. Estos se utilizan para generar cuatro haces para la etapa analógica de la formación de haces híbrida. A continuación, la CSI necesaria para la etapa de formación de haces digital se obtiene a partir de las señales de referencia de sondeo (SRS) proporcionadas por el UE en el enlace ascendente (se asume la reciprocidad del canal). Según las especificaciones del 3GPP², las SRS pueden proporcionarse con una frecuencia de una vez por slot; lo que, para un espaciado entre subportadoras de 60 kHz, supone un periodo de 250 μs. 

Figura 4: Barrido sectorial durante una ráfaga de sincronización de señal (a) con estimación del canal basada en una señal de referencia de sondeo (b).

La latencia debida tanto a las etapas analógicas como a las digitales de la estimación de canales en la formación de haces degrada el rendimiento. Por ejemplo, en el caso de la selección del conjunto de PMI + conjunto de receptores (Rx), el movimiento del terminal de usuario (UE) u otros vehículos en la escena puede provocar un apantallamiento repentino de uno o más receptores activos por parte de uno o más haces formados analógicamente. A pesar de ello, la red gNB seguirá utilizando este conjunto de PMI + Rx comprometido para la formación de haces hasta que se elija otro conjunto en un plazo de hasta 40 ms, a pesar de la reducción significativa de la relación señal-ruido en la red (SINR) durante este periodo.

En el caso de la estimación de canal basada en SRS, las discrepancias entre el CSI medido y el real aumentan debido a que el canal cambia continuamente entre las mediciones de SRS. En la figura 4b se muestra un ejemplo de ello: el panel superior muestra la magnitud de la ganancia real del canal en un ancho de banda de ≈ 100 MHz (suponiendo un espaciado entre subportadoras de 60 kHz) en función del tiempo. Este CSI es muestreado y almacenado por el gNB (panel central) una vez por slot, donde un slot = 14 símbolos = 250 μs. A lo largo de un slot, el error entre el CSI almacenado y el real aumenta continuamente desde cero. La figura 4 muestra el CSI para un receptor (Rx) del lado del conductor hacia un elemento mMIMO representativo durante un periodo de 40 ms a partir de t = 2,5 s. 

En la simulación se pueden encontrar fácilmente ejemplos claros de un SINR degradado como consecuencia de cada uno de los casos analizados anteriormente. Por ejemplo, la figura 5 muestra el SINR (curva roja en la figura 5b) del flujo de datos n.º 4 durante un periodo que incluye el momento (_t1 = 2,483 s) en el que los receptores del lado del pasajero quedan rápidamente ocultos por un autobús. Antes de este momento, en_t0 = 2,463 s, se había elegido el conjunto PMI/Rx de tal forma que incluyera un receptor del lado del pasajero para el flujo n.º 4. Sin embargo, cuando este receptor queda en la sombra en_t1, el SINR se degrada significativamente en comparación con el que se podría alcanzar si los haces analógicos y digitales se formaran basándose en mediciones instantáneas del canal (curva azul). 

Figura 5: Escenario de conducción (a) con deterioro del SINR debido a la latencia en la etapa de formación de haces analógica (b).

En este caso, sin tener en cuenta la latencia, los conjuntos PMI/Rx seleccionados en_t1 pasan a utilizar los receptores del lado del conductor para las secuencias n.º 3 y n.º 4, que tienen línea de visión directa (LOS). En un caso realista, teniendo en cuenta la latencia, el gNB sigue intentando formar haces hacia los receptores del lado del acompañante hasta que se actualizan los conjuntos PMI/Rx tras la ráfaga SSB en_t2 = 2,503 s (por ejemplo, la figura 5a muestra el intento del gNB de formar un haz hacia un receptor del lado del acompañante en un momento comprendido entre_t1 y_t2, a pesar de que se encuentra en zona de sombra). De hecho, incluso en_t2, el conjunto de receptores activos actualizado sigue incluyendo uno de los receptores del lado de los pasajeros, ya que la intensidad de la señal registrada para ese receptor se midió durante la ráfaga SSB justo antes de que quedara en la sombra en_t1. Por lo tanto, no es hasta que los conjuntos PMI/Rx se actualizan de nuevo en_t3 = 2,543 s cuando ambos receptores del lado de los pasajeros quedan excluidos del conjunto de receptores activos. 

En la figura 6 se muestra una secuencia temporal representativa que ilustra el deterioro del SINR debido a la latencia en la estimación del canal basada en SRS. La curva roja muestra el SINR del flujo n.º 3 asociado a un receptor (Rx) situado en el lado del conductor. Este SINR varía periódicamente, pasando de un valor elevado inmediatamente después de cada medición SRS a un valor bajo justo antes de la siguiente medición SRS. El deterioro periódico del SINR se debe precisamente a la diferencia entre el CSI real y el CSI captado periódicamente por el gNB, tal y como se ilustra en la figura 4b. A modo de comparación, la curva azul de la figura 6 muestra el SINR que se alcanzaría si el gNB utilizara el CSI real en todo momento para la formación de haces (es decir, ignorando la latencia). 

Figura 6: Deterioro de la relación señal-ruido (SINR) debido a la latencia en la etapa de formación de haces digital.

Resultados completos

Para evaluar el impacto total que tiene la latencia en la formación de haces para el escenario eMBB que aquí se analiza, se compara la relación SINR del escenario descrito anteriormente —que incluye latencias basadas en los estándares 5G NR— con el mismo escenario, pero sin tener en cuenta el efecto de la latencia (es decir, la selección del conjunto PMI/Rx se realiza y se utiliza el CSI actual en cada paso de tiempo para la formación de haces). Los SINR de ambos escenarios se calculan entre t = 22,5 ms y 3,5 s con un intervalo de tiempo de 25 μs. Más allá del momento final de 3,5 s, el UE se ve fuertemente obstaculizado.

En la figura 7a se muestra un histograma de los resultados de las cuatro secuencias de datos. Las funciones de distribución acumulativa (CDF) correspondientes se muestran en la figura 7b, donde se incluye un resultado adicional de la CDF para un escenario en el que las mediciones del SRS se realizan una vez cada dos ranuras. La mediana del SINR es de 20,5 dB, 15,4 dB y 12,4 dB para el caso en el que se ignora la latencia y para los casos que incluyen todos los efectos de la latencia, pero utilizan una periodicidad del SRS de un slot y dos slots, respectivamente. Por lo tanto, los efectos combinados de la latencia, que incluyen tanto la selección del conjunto PMI/Rx como la medición del CSI, provocan una degradación de la mediana del SINR de 5,1 dB cuando se utiliza una periodicidad del SRS de un slot y de 8,1 dB cuando se utiliza una periodicidad del SRS de dos slots.

Figura 7: Efectos de la latencia en la formación de haces: histograma de cuatro flujos de datos (a) y las funciones de distribución acumulativa (FDA) correspondientes (b).

Conclusión

Para acceder a los amplios anchos de banda que ofrecen las ondas milimétricas es necesario utilizar métodos de orientación adaptativa del haz, cuyo rendimiento se ve mermado en un entorno móvil debido a la latencia. Con el fin de evaluar el impacto en el rendimiento en escenarios realistas, se utiliza un caso de uso de eMBB en un entorno urbano dinámico, mediante simulaciones de trazado de rayos, para obtener un modelo de canal determinista dependiente del tiempo que permita realizar el análisis. 

El impacto de la latencia por sí sola, evaluado aquí, puede ser significativo, lo que da lugar a una pérdida de entre 5 y 8 dB en la relación señal-ruido en la red (SINR) para parámetros viables. El impacto cuantitativo de otros efectos de la movilidad en el enlace de comunicaciones, como los desplazamientos Doppler que introducen interferencia entre canales (ICI), no se ha incluido aquí y degradará aún más el rendimiento. No obstante, todos estos efectos pueden calcularse de forma determinista utilizando, como datos de entrada, los CIR dependientes del tiempo obtenidos a partir de las simulaciones de trazado de rayos. Las simulaciones de trazado de rayos pueden servir de base para la evaluación precisa del rendimiento del enlace en un entorno móvil, incorporando todos los efectos que contribuyen a degradar la calidad del servicio. 

Referencias

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2.  «Canales físicos y modulación», Versión 15, 3GPP TS 38.211, V.15.4.0, enero de 2019. 

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4.  «Procedimientos de la capa física para el control», Versión 15, 3GPP TS 38.213, V.15.4.0, enero de 2019. 
   
   
5.  «Éxito en las comunicaciones 5G mediante el uso de una «antena montada en el cristal del vehículo» para el coche conectado 5G», AGC Incorporated y NTT DOCOMO Incorporated, julio de 2018, www.agc.com/en/news/detail/1197413_2814.html. 
   
   
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8.  W. C. Jakes, «Microwave Mobile Communications», Wiley, Nueva York, 1974. 
   
   
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10.  «Especificación del protocolo de control de recursos de radio», versión 15, 3GPP TS 38.331, V.15.4.0, enero de 2019.